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LOS TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO

En el tutorial de transistores bipolares, hemos visto que una pequeña corriente de base controla una corriente de colector muy superior. Los transistores de efecto de campo son dispositivos triterminales en los que la corriente principal se controla mediante una tensión. Las características principales son:

  • La potencia de control es nula, es decir, no se absorbe corriente por el terminal de control.
  • Una señal muy débil puede controlar el dispositivo.
  • La tensión de control se emplea para crear un campo eléctrico.


  • Hay dos familias de transistores de efecto de campo: los JFET y los MOSFET. Pese a que el concepto básico de los FET se conocía ya en 1930, estos dispositivos sólo empezaron a fabricarse comercialmente a partir de la década de los 60. Y a partir de los 80 los transistores de tipo MOSFET han alcanzado una enorme popularidad. Comparados con los BJT, los transistores MOS ocupan menos espacio, es decir, dentro de un circuito integrado puede incorporase un numero mayor. Además su proceso de fabricación es también más simple. Además, existe un gran número de funciones lógicas que pueden ser implementadas únicamente con transistores MOS (sin resistencias ni diodos). Esto ha hecho del transistor MOS el componente estrella de la electrónica digital.

    En este tutorial se explica el principio de funcionamiento de ambos tipos de dispositivos, así como sus modelos circuitales elementales.

    1 TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO DE UNION (JFET)

    Un JFET de canal N se fabrica difundiendo una región de tipo P en un canal de tipo N, tal y como se muestra en la Figura 1. A ambos lados del canal se conectan los terminales de fuente (S, Source) y drenaje (D, Drain). El tercer terminal se denomina puerta (G, Gate).

    Figura 1: Esquema del transistor JFET de canal N

    Los símbolos de este tipo de dispositivos son:

    Figura 2: Símbolos de los transistores JFET

    Las explicaciones incluidas en este capítulo se refieren fundamentalmente al transistor NJFET, teniendo en cuenta que el principio de operación del PJFET es análogo.

    1.1 PRINCIPIO DE OPERACION DEL NJFET

    A continuación se explica cómo se controla la corriente en un JFET. Al igual que sucede con los transistores BJT el JFET tiene tres regiones de operación:

    Es preciso hacer notar que en este caso, la saturación alude a un fenómeno completamente distinto al de los transistores BJT.

    1.1.1 Región de corte

    Centremos nuestra atención en la Figura 1. La zona de tipo P conectada a la puerta forma un diodo con el canal, que es de tipo N. Como se recordará, cuando se forma una unión PN aparecen en los bordes de la misma una zona de deplección en la que no hay portadores de carga libres. La anchura de dicha zona depende de la polarización aplicada. Si esta es inversa, la zona se hace más ancha, proporcionalmente a la tensión aplicada. Aplicando una tensión VGS negativa aumentamos la anchura de la zona de deplección, con lo que disminuye la anchura del canal N de conducción.

    Si el valor de VGS se hace lo suficientemente negativo, la región de agotamiento se extenderá completamente a través del canal, con lo que la resistencia del mismo se hará infinita y se impedirá el paso de ID (Figura 3). El potencial al que sucede este fenómeno se denomina potencial de bloqueo (Pinch Voltage, VP).

    Figura 3: Esquema del transistor JFET de canal N polarizado con la tensión de bloqueo

    Por lo tanto, para valores más negativos que VP el transistor NJFET se encuentra polarizado en la región de corte, y la corriente de drenaje resulta ser nula.

    1.1.2 Región lineal

    Si en la estructura de la Figura 1 se aplica una tensión VDS mayor que cero, aparecerá una corriente circulando en el sentido del drenaje a la fuente, corriente que llamaremos ID. El valor de dicha corriente estará limitado por la resistencia del canal N de conducción. En este caso pueden distinguirse dos situaciones según sea VDS grande o pequeña en comparación con VGS.

    1.1.2.1 Valores pequeños del voltaje drenaje-fuente

    La Figura 4 presenta la situación que se obtiene cuando se polariza la unión GS con una tensión negativa, mientras que se aplica una tensión entre D y S menor.

    Figura 4:Esquema del transistor JFET de canal N polarizado con VGS < 0

    Por el terminal de puerta (G) no circula más que la corriente de fuga del diodo GS, que en una primera aproximación podemos considerar despreciable. La corriente ID presenta una doble dependencia:

    Los dos puntos anteriores se recogen en la siguiente expresión:

    Por lo tanto, en la región lineal obtenemos una corriente directamente proporcional a VGS y a VDS.

    1.1.2.2 Valores altos del voltaje drenaje-fuente

    Para valores de VDS comparables y superiores a VGS la situación cambia con respecto al caso anterior: la resistencia del canal se convierte en no lineal, y el JFET pierde su comportamiento óhmico. Veamos por qué sucede esto.

    Cuando se aplica un voltaje VDS al canal de 5 voltios, por ejemplo, este se distribuye a lo largo del canal, es decir, en las proximidades del terminal D la tensión será de 5 V, pero a medio camino la corriente circulante habrá reducido su potencial a la mitad (2,5 V), y en el terminal S el potencial será nulo. Por otra parte, si VGS es negativa (- 2 V, por ejemplo), la tensión se distribuirá uniformemente a lo largo de la zona P, al no existir ninguna corriente (Figura 5). (NOTA: se desprecia la caída de tensión en las zonas situadas por debajo de los contactos).

    Figura 5: Esquema del transistor JFET de canal N polarizado con VGS = -2 V y VDS = 5 V

    Sigamos adelante. En las proximidades del terminal S la tensión inversa aplicada es de 2 V, que se corresponde con la VGS = -2 V. Sin embargo, conforme nos acercamos a D esta tensión aumenta: en la mitad del canal es de 4,5 V, y en D alcanza 7 V. La polarización inversa aplicada al canal no es constante, con lo que la anchura de la zona de deplección tampoco lo será (Figura 6). Cuando VDS es pequeña, esta diferencia de anchuras no afecta a la conducción en el canal, pero cuando aumenta, la variación de la sección de conducción hace que la corriente de drenaje sea una función no lineal de VDS, y que disminuya con respecto a la obtenida sin tener en cuenta este efecto.

    Figura 6: Esquema del transistor JFET de canal N en la región de conducción no lineal

    1.1.3 Región de saturación

    Si VDS se incrementa más, se llegará a un punto donde el espesor del canal en el extremo del drenaje se acerque a cero. A partir de ese momento, la corriente se mantiene independiente de VDS, puesto que los incrementos de tensión provocan un mayor estrechamiento del canal, con lo que la resistencia global aumenta (Figura 7).

    Figura 7: Esquema del transistor JFET de canal N en la región de corriente constante

    La región de saturación se da cuando se estrangula el canal en el drenaje, lo que sucede cuando la tesión puerta-drenaje es más negativa que VP, es decir:

    VGD < VP => VGS - VDS < VP => VDS > VGS - VP

    Antes de seguir adelante, comparemos las figuras Figura 3 y Figura En el caso del bloqueo, todo el canal resulta afectado por la zona de deplección, que es constante porque la tensión VGS se aplica uniformemente a lo largo de la unión. En cambio, en la región de corriente constante sólo parte del canal ha llegado al bloqueo (provocado por VDS, que varía a lo largo del mismo), y es lo que permite la circulación de la corriente.

    1.2 CURVAS CARACTERISTICAS

    Son dos las curvas que se manejan habitualmente para caracterizar los transistores JFET. En primer lugar, en la representación de ID frente a VGS, para una VDS dada, se aprecia claramente el paso de la región de corte a la de saturación (Figura 8). En la práctica sólo se opera en el segundo cuadrante de la gráfica, puesto que el primero la VGS positiva hace crecer rápidamente IG.

    Figura 8: Característica VGS - ID del transistor NJFET

    En la característica VDS - ID del transistor NJFET se observa la diferencia entre las regiones lineal y de saturación (Figura 9). En la región lineal, para una determinada VGS, la corriente crece proporcionalmente a la tensión VDS. Sin embargo, este crecimiento se atenúa hasta llegar a ser nulo: se alcanza el valor de saturación, en donde ID sólo depende de VGS.

    Figura 9: Característica VDS - ID del transistor NJFET

    Nótese que, según esta gráfica, la región de saturación del JFET se identifica con la región activa normal de los transistores bipolares. Mientras que en RAN la corriente de colector sólo depende de la de base, aquí la magnitud de control es la tensión VGS. Por el contrario, si la resistencia del JFET en la región lineal es muy pequeña puede encontrarse un cierto paralelismo entre las regiones lineal de JFET y de saturación del BJT.

    1.3 PARAMETROS COMERCIALES

    Se presenta a continuación algunas de las características de los transistores JFET que ofrecen los fabricantes en las hojas de datos:

    1.4 MODELOS DEL TRANSISTOR NJFET

    Análogamente a lo efectuado con el transistor bipolar se van a presentar dos modelos para el JFET: uno para analizar el funcionamiento del transistor JFET con señales continuas y otro para las señales alternas aplicadas sobre un punto de operación de la región de saturación.

    En primer lugar se presentan los modelos para las diferentes regiones de operación, a saber, corte, saturación y zona lineal. A partir de las ecuaciones dictadas por este modelo, se deducen posteriormente las expresiones necesarias para el análisis de señales de alterna de pequeña amplitud.

    1.4.1 Modelo estático ideal

    Para el transistor NJFET, el modelo viene representado en la Figura 10. El valor de ID depende de la región de funcionamiento del transistor.

    Figura 10: Esquema circuital del modelo del transistor JFET

    1. Región de corte: la condición de la región de corte es que el canal esté completamente estrangulado en las proximidades de la fuente, lo que sucede cuando la tensión puerta-fuente alcance la tensión de estrangulamiento (VGS<VP). En este caso ID=0.
    2. Región lineal: es la región en que se produce un incremento de la intensidad ID al aumentar VDS. Este incremento es lineal para bajos valores de VDS aunque la linealidad se pierde cuando VDS se acerca a -VP. Para trabajar en la región lineal se deben dar dos condiciones:

    Estas condiciones equivalen a admitir que el canal de conducción no se estrangula por la zona de deplección en inversa tanto en el extremo de drenaje como en la fuente. El valor que toma la corriente ID es

    1. Región de saturación: la región de saturación tiene lugar cuando la tensión entre drenador y puerta alcanza la tensión de estrangulamiento. Para que ello ocurra, el canal N, tiene que estar estrangulado en el extremo cercano al drenaje, pero no en el extremo del canal cercano a la fuente. Entonces, al igual que en el caso anterior, deben ocurrir dos condiciones:

    En este caso la intensidad ID ya no depende de VDS, siendo su expresión

    Por lo general, en los transistores NJFET tanto VP como VGS toman valores negativos, mientras que VDS e IDSS son positivos, tomando la dirección ID tal y como aparece en el modelo.

    1.4.2 Modelo para señales alternas

    Para la deducción del mismo se consideran las siguientes hipótesis:

    1.4.2.1 Expresiones generales

    De entre las diversas opciones posibles, para la deducción del modelo se escogen como variables independientes las tensiones VGS y VDS, mientras que las dependientes son las corrientes IG e ID. De este modo, las ecuaciones características del transistor vendrán dadas por dos funciones f1 y f2 tales que:

    Las tensiones y corrientes de un punto de polarización concreto vendrán dadas por las expresiones anteriores:

    Supongamos que sobre este punto de operación Q se añade una componente alterna, caracterizada por un VGS y por un VDS. Las oscilaciones de las corrientes pueden calcularse como:

    A partir de este momento, para simplificar la notación se escribirán con letra minúscula los incrementos de las variables. La expresión anterior admite una representación matricial:

    en donde los coeficientes yij se llaman parámetros admitancia.

    1.4.2.2 Cálculo de los parámetros admitancia

    Para el cálculo de los parámetros yij se van a emplear las expresiones resultantes del modelo estático para la región de saturación.

    La representación circuital de este modelo simplificado responde al mismo esquema presentado en la Figura 10.

    2 TRANSISTOR MOSFET

    Las prestaciones del transistor MOSFET son similares a las del JFET, aunque su principio de operación y su estructura interna son diferentes. Existen cuatro tipos de transistores MOS:

    Los símbolos son:

    Figura 11: Transistores MOSFET

    La característica constructiva común a todos los tipos de transistor MOS es que el terminal de puerta (G) está formado por una estructura de tipo Metal/Óxido/Semiconductor. El óxido es aislante, con lo que la corriente de puerta es prácticamente nula, mucho menor que en los JFET. Por ello, los MOS se emplean para tratar señales de muy baja potencia.

    2.1 PRINCIPIO DE OPERACION

    De entre todos los tipos de transistores MOS existentes se va a analizar el principio de funcionamiento de dos de ellos: los NMOS de enriquecimiento y empobrecimiento.

    2.1.1 NMOS de enriquecimiento

    En la Figura 12 se presenta el esquema de un MOS de canal N de enriquecimiento.

    Figura 12: Esquema del transistor NMOS de enriquecimiento

    Supongamos que se aplica una tensión VDS mayor que cero mientras que VGS se mantiene en cero. Al aplicar una tensión positiva a la zona N del drenaje, el diodo que forma éste con el sustrato P se polarizará en inversa, con lo que no se permitirá el paso de corriente: el MOS estará en corte.

    Sigamos suponiendo, y pensemos ahora que aplicamos un potencial VGS positivo, mientras mantenemos la VDS positiva también. La capa de aislante de la puerta es muy delgada, tanto que permite al potencial positivo aplicado repeler a los huecos y atraer a los electrones del material P. A mayor potencial aplicado, mayor número de electrones será atraído, y mayor número de huecos repelido. La consecuencia de este movimiento de cargas es que debajo del terminal G se crea un canal negativo, de tipo N, que pone en contacto el drenaje con la fuente. Por este canal puede circular una corriente. Recapitulando, por encima de un valor positivo VGS = VTH se posibilita la circulación de corriente ID (Figura 13). Nos encontramos ante una región de conducción lineal.

    Figura 13: Esquema del transistor NMOS de enriquecimiento en conducción

    Si el valor de VDS aumenta, la tensión efectiva sobre el canal en las proximidades del drenaje (VGS - VDS) va disminuyendo, con lo que el canal se estrecha en dicha zona, y se pierde la linealidad en la relación ID - VDS. Finalmente se llega a una situación de saturación similar a la que se obtiene en el caso del JFET.

    2.1.2 NMOS de empobrecimiento

    En la Figura 14 se presenta el esquema de un MOS de canal N de empobrecimiento.

    Figura 14: Esquema del transistor NMOS de empobrecimiento

    En este caso el canal ya está creado. Por lo tanto, si con VGS = 0 aplicamos una tensión VDS aparecerá una corriente de drenaje ID. Para que el transistor pase al estado de corte será necesario aplicar una tensión VGS menor que cero, que expulse a los electrones del canal.

    Figura 15: Esquema del transistor NMOS de empobrecimiento en corte

    También en este caso, la aplicación de una VDS mucho mayor que VGS provoca una situación de corriente independendiente de VDS.

    2.2 CURVAS CARACTERISTICAS

    Con los transistores MOS se manejan dos tipos de gráficas: la característica VGS - ID, con VDS constante, y la VDS - ID con VGS constante.

    2.2.1 Transistor NMOS de enriquecimiento

    Figura 16: Característica VGS - ID del transistor NMOS de enriquecimiento

    En la Figura 16 se pone de manifiesto cómo la intensidad ID aumenta bruscamente cuando se supera la tensión umbral VTH (Threshold Voltage) y se crea el canal. Es un componente idóneo para conmutación, puesto que pasa de un estado de corte a uno de conducción a partir de un valor de la señal de control. En los dispositivos con el terminal de puerta de aluminio y el aislante de óxido de silicio, la tensión umbral está en torno a los cinco voltios.

    Figura 17: Característica VDS - ID del transistor NMOS de enriquecimiento

    La característica VDS - ID del transistor NMOS de enriquecimiento es muy similar a la del JFET, pero los valores de VGS cambian: en este caso la conducción se da para voltajes positivos por encima del umbral.

    2.2.2 Transistor NMOS de empobrecimiento

    Figura 18: Característica VGS - ID del transistor NMOS de enriquecimiento

    El NMOS de empobrecimiento puede funcionar también como transistor de enriquecimiento. Si la tensión VGS se hace positiva se atraerán electrones al canal. Además, a diferencia de los JFET, la impedancia de entrada continua siendo muy elevada.

    Figura 19: Característica VDS - ID del transistor NMOS de empobrecimiento

    2.3 PARAMETROS COMERCIALES

    Los parámetros comerciales más importantes del transistor MOS son análogos a los de los JFET presentados en el apartado 1.3.

    2.4 MODELOS CIRCUITALES

    Tal y como se ha visto, las curvas de funcionamiento de los transistores MOS son similares a las de los JFET. Por ello, todos admiten una representación circuital análoga.

    2.4.1 Modelo estático de Schichman-Hodges

    El modelo estático del transistor MOSFET se denomina modelo de Schichman-Hodges. Es un modelo muy parecido al modelo de los transistores JFET, descrito anteriormente. El circuito equivalente se compone de un interruptor abierto y una fuente de intensidad (Figura 20) cuyo valor ID depende de la región de funcionamiento del transistor.

    Figura 20: Modelo de Schichman-Hodges para el transistor FETMOS

    Para el transistor NMOS de enriquecimiento las regiones de funcionamiento son:

    1. Región de corte
    1. Región lineal.

    VGD < VTH VGS < VTH+VDS

    Donde K es una constante que depende del material y de las dimensiones del transistor

    1. Región de saturación

    VGD > VTH VGS > VTH+VDS

    2.4.2 Modelo para señales alternas

    Para el caso en el que el transistor soporte señales alternas de pequeña amplitud y baja frecuencia sobre un punto de polarización en región de saturación, puede demostrarse de forma análoga a como se ha realizado para el transistor JFET que la transconductancia gm se calcula a través de la siguiente expresión

    3 APLICACIONES DE LOS TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO

    Las aplicaciones generales de todos los FET son:

    3.1 ELECTRONICA ANALOGICA

    Para estas aplicaciones de emplean transistores preparados para conducir grandes corrientes y soportar elevadas tensiones en estado de corte.

    En el caso de la amplificación los circuitos se diseñan para que el punto de operación DC del MOS se encuentre en la región de saturación. De este modo se logra una corriente de drenaje dependiente sólo de la tensión VGS.

    3.2 ELECTRONICA DIGITAL

    Los MOS se emplean a menudo en electrónica digital, debido a la capacidad de trabajar entre dos estados diferenciados (corte y conducción) y a su bajo consumo de potencia de control. Para esta aplicación se emplean dispositivos de muy baja resistencia, de modo que idealmente pueda considerarse que:

    1. En un transistor NJFET con IDSS=10mA y VP = - 5 V se mide una intensidad de drenaje ID = 1mA. Hallar cuánto vale la tensión VGS si se admite que trabaja en la región de saturación. Hallar la tensión de alimentación E mínima para que el transistor trabaje en saturación.

    1. En el circuito de la figura, se pide:

    1.- La tensión VGS si se admite que el transistor está en saturación.

    2.- Si VIN = 5V, calcular cuanto vale VDS.

    Datos del transistor: IDSS = 5mA; VP= - 3V

    1. Sea el circuito de la figura formado por un transistor NJFET y una resistencia. Se pide:

    1.- Indicar la región de funcionamiento del transistor.

    2.- Calcular el punto de operación del transistor.

    3.- Si se cambia la resistencia por otra de valor 1k, hallar el nuevo punto de operación del transistor.

    Datos del transistor: IDSS = 2mA; VP= - 3V

    1. El transistor NJFET de la figura tiene una IDSS=12mA y VP=-4V. Determinar el valor mínimo de E para que el transitor trabaje en la región de saturación.

    1. Calcular los valores de VDS y VGS del transistor de la figura si se admite que ID=5mA.

    1. Determinar el punto de operación del transistor FET de la figura suponiendo que se encuentra en zona de saturación.

    Datos: IDSS=5mA VP=-4V

    1. Hallar el punto de operación del transistor de la figura. Datos: IDSS=15mA; VP=-10V

    1. En el circuito de la figura, calcular la resistencia de entrada RIN y la tensión de salida VOUT. Si se conecta una resistencia de 4.7k a la salida del circuito, calcular la tensión de salida. Datos del transistor: IDSS=8mA, VP=-10V

    1. En el circuito de la figura se ha utilizado un transistor 2N5460. Calcular la ganancia de tensión del circuito. Nota: Utilizar para ello los valores medios de los parámetros del transistor.

    1. Determinar la ganancia de tensión del circuito de la figura. Datos del transistor: gm=3.8 mmhos

    1. El sencillo circuito de la figura es una fuente de corriente que alimenta una carga RL.

    a) Calcúlese el valor de la corriente I que circula por esa carga si el transistor se encuentra en la región de saturación.

    b) Hallar la resistencia RL máxima que se puede alimentar con la intensidad hallada mediante el circuito anterior

    Si el transistor JFET de la figura es un transistor comercial 2N5486, calcular entre qué valores se puede esperar que varíe la intensidad I cuando el transistor trabaja en la región de saturación. Datos: Idss=10mA; VP=-5V.

    1. Con el transistor 2N5457 y otros componentes que crea necesarios, diseñe una fuente de corriente constante de 0.2mA. ¿Cuál será la carga máxima que puede alimentar la fuente de corriente?
    1. En el circuito de la figura, calcular la tensión de salida si la tensión de entrada es 3V. Considerar que el transistor trabaja en la región de saturación. Datos adicionales: R=100K; E=15V

    1. La tensión de entrada Vin es una tensión que varía muy lentamente con el tiempo de manera que, se puede resolver el circuito mediante un análisis en continua. Si E=10V e ID=1mA, calcular la relación entre Vout y Vin. ¿Qué intensidad ID se debe establecer en la fuente si se quiere que Vout=Vin? Datos del transistor: IDSS=3mA VP=-5V

    1. En el circuito de la figura, si ambos transistores son idénticos y se encuentran térmicamente acoplados. Hallar la relación entre VOUT y VIN.

    1. Determinar el valor de las salidas V01 y V02 cuando VIN valga cero y diez voltios. Datos: VTH = 5 V. ECC = 20 V.

    1. Para el diseño de una puerta lógica inversora, se realiza un esquema como el que se representa a continuación.

    a) Calcular aproximadamente la potencia generada en la fuente de 8 Voltios en los estados lógicos '1' y '0' de la entrada (10 V. y 0 V. Respectivamente).

    b) ¿Qué misión tiene la resistencia de 15 k?.

    1. El siguiente circuito lógico está diseñado según la técnica CMOS (Complementary-MOS).

    Se denomina así por que emplea en el mismo circuito transistores NMOS y PMOS.

    a) Explicar su funcionamiento y determinar qué tipo de puerta lógica es.

    b) Comparar este circuito con el del anterior. ¿Qué ventajas presenta en cuanto a consumo de potencia?.

    1. Seleccionar el transistor más apropiado para el circuito lógico siguiente (0 < VIN < 10V) (Calcular los parámetros comerciales del transistor):

    1. Determinar a qué tipo de puerta lógica corresponden los dispositivos de la figura (Entradas: V1 y V2; Salida: VO)

    ¿Qué consumo de potencia hay en los estados lógico '1' y '0' de ambos circuitos?

    1. El circuito de la figura representa a un transistor actuando como un interruptor. Cuando se polariza la puerta con una tensión de 15V, el transistor deja pasar una corriente para alimentar la resistencia de carga. Al polarizar con 0V la puerta, el transistor permanece en corte. Se pide:

    a) Elegir un transistor MOS adecuado para realizar esta función.

    b) Calcular aproximadamente la pérdida de potencia en el transistor si la señal de entrada está comprendida entre 0 y 5V.

    1. Un transistor NMOS de deplección tiene un VP=-2V y K=2mA/V2. Calcular la VDS mínima para operar en la región de saturación si VGS=1V.
    2. El transistor MOSFET de deplección de la figura tiene una K=4mA/V2 y VP=-2V. Calcular la tensión de la fuente

    1. Calcular los parámetros que toman las resistencias RD y RS del circuito de la figura para que el transistor opere con una ID=0.4mA y VD=1.Datos: VTH=2V; K=0.4mA/V2

    1. Se desea diseñar un circuito de alarma para un coche de manera que al salir del coche con las luces encendidas, suene un zumbador. Para detectar la apertura de la puerta se dispone de un sensor magnético entre la puerta y el coche que se cierra con la puerta y da una señal de 0V. Al abrir la puerta, el sensor da una señal de 5V. Por otro lado, se tiene un dispositivo que detecta el paso de corriente en el circuito de iluminación. Se obtiene una señal de 5V con las luces encendidas y de 0V con las luces apagadas. El zumbador tiene que estar alimentado entre 1 y 16V y recibir una corriente de 30mA. Diseñe el circuito con los transistores MOSFET necesarios.

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